高壓變頻器
發布時間：2009-09-22 來源：揚子工具集團 瀏覽次數:43384該電路的其它特性如下：
輸入電流有效值 d I 2.351I 1 =
輸入電流總畸變率 THDi = 0.1011
位移因數cosϕ cosα 1 =
基波因數 ( 2) 0.9949 1 1 ν = A I =
功率因數 λ ν cosϕ 0.9949cosα 1 = =
所以，通過兩個相角差30°的變壓器繞組分別供電的兩個三相整流電路可構成12
脈沖整流電路，其網側電流僅含12k ±1次諧波，類似地，通過依次相差20°的三個變
壓器繞組分別供電給三個三相整流橋就可獲得18 脈沖整流電路，其網側電流僅含
18k ±1次諧波；通過依次相差15°的四個變壓器繞組分別供電給四個三相整流橋就可
獲得24脈沖整流電路，其網側電流僅含24k ±1次諧波；通過依次相差12°的五個變壓
器繞組分別供電給五個三相整流橋就可獲得30 脈沖整流電路，其網側電流僅含
30k ±1次諧波。
作為一般規律，以m個相位依次相差π 3m的變壓器繞組分別供電給m個三相整
流橋就可獲得6m脈沖整流電路，其網側電流僅含6mk ±1次諧波，而且各次諧波的有
效值與其諧波次數成反比，而與基波有效值的比值是諧波次數的倒數。另外，其位移
功率因數均為cosα ，不隨整流脈沖數的增加而提高，但基波因數隨著整流脈沖數的提
高而提高，所以總體輸入功率因數也跟著提高。對于二極管不可控整流電路而言，相
電流相對于相電壓的滯后角α 一般小于15°，對應的位移功率因數大于0.966，所以采
用多重化(18 脈沖以上)的二極管整流電路，輸入功率因數基本上保持在0.95 以上。
3.3 多電平移相式PWM 控制
功率單元結構如圖22c 所示，變壓器二次繞組經過熔斷器，到三相二極管
整流橋的輸入側，整流后經濾波電容濾波形成直流母線電壓，由于輸入變壓器阻抗設
計較大，所以直流環節不必設置低壓變頻器那樣的預充電限流電阻。當功率單元額定
電壓為690V 時，直流母線電壓為900V 左右。逆變器由4 個耐壓為1700V 的IGBT 模塊
組成H 橋式單相逆變電路，通過PWM 控制，在T1 和T2 兩端得到變壓變頻的交流輸
出，輸出電壓為單相交流0-690V，頻率0-50HZ(根據電機的額定頻率，可以相應調
整，最高達120HZ)。對于額定電壓為480V 的功率單元，直流母線電壓為600V 左右，
可采用1200V 的IGBT 模塊。對于額定電壓為1275V 的功率單元，直流母線電壓為
1800V 左右，可采用3300V 的IGBT 模塊。
根據功率單元逆變電路結構可知，每個功率單元存在4 種不同的開關組合：Q1 和
Q4 同時導通，T1，T2 之間輸出正的直流母線電壓，Q2 和Q3 同時導通，輸出負的直流
母線電壓，Q1 和Q3 同時導通，或者Q2 和Q4 同時導通，輸出電壓為0。所以，4 種不
同的開關狀態，輸出3 種不同的電平，分別為+VDC，0 和-VDC。實際上，為了防止同
一橋臂上下管子同時導通，必須設定互鎖延時，即存在一定的死區時間，在死區時間
內，上下橋臂IGBT 均處于截止狀態，輸出電壓由輸出電流的方向決定(電流方向決定
電流流經哪個續流二極管，從而決定輸出電壓極性)，嚴格來說，此時輸出電壓處于不
可控狀態，當然也不外乎上述三種電平。由于單元內PWM 的載波頻率較低，所以死區
電壓引起的誤差占的比例很小，可以忽略不計，不必采用象低壓變頻器那樣的死區電
壓誤差補償電路。
對于2300V 電壓等級的變頻器，每相由三個功率單元串聯而成，串聯而成的相電
壓共有7 個不同的電平：0，±VDC，±2VDC，±3VDC。對于6KV 電壓等級的變頻器，則
有0，±VDC，±2VDC，±3VDC，±4VDC，±5VDC 共11 種電平，而對應的線電壓則有21 個
電平，如圖29 所示。而一般的三電平變頻器輸出相電壓僅有3 種電平。輸出電壓電平
數越多，輸出電壓波形越接近正弦波。
圖29 6KV 單元串聯多電平變頻器輸出線電壓電平
在PWM 調制時，采取移相式PWM，同一相中各串聯功率單元的載波信號錯開一定
的電角度，使得迭加以后輸出電壓的等效開關頻率大大增加。對于6KV 的變頻器，當
每個單元的PWM 載波頻率為600HZ 時，輸出相電壓的等效開關頻率為6KHZ，輸出波形
等效開關頻率的提高，有助于改善輸出電壓波形，降低電流諧波。由圖24 所示的輸出
電壓和電流波形可知，電流波形的正弦度非常高。輸出電壓的諧波分量中，低次諧波
含量很小，諧波主要集中在與輸出等效開關頻率對應的高頻范圍。圖30 顯示了6KV 變
頻器在滿載時的輸出電壓頻譜，諧波主要集中在6KHZ 左右范圍內，且都在-25DB 以
下。從基波到4500HZ 的頻率范圍內，諧波幅值都在-45DB 以下。電機繞組電感的感抗
與頻率成正比，所以高次諧波電壓很難形成諧波電流，電感本身起到了很好的低通濾
波作用，輸出總諧波電流失真基本在1%以內。
圖30 單元串聯多電平變頻器輸出電壓頻譜
下面以2300V 電壓等級的變頻器為例，分析多電平PWM 控制原理。
由于每相由3 個功率單元串聯而成，根據圖31，采用3 對(每對含正反相信號)依
次相移為120°的三角載波和參考波進行調制，參考波由主控系統給出。RU 表示U 相的
參考波形，載波頻率為600HZ，當輸出參考波頻率為60HZ 時，每個參考波周期內剛好
有10 個載波波形。L1 為RU 與第一個載波(無相移)比較結果，當RU 大于載波時，L1
為高電平，RU 小于載波時，L1 為低電平。L1 用來控制U 相第一功率單元中左橋臂
IGBT Q1，Q2 的通斷，L1 為高電平時，Q1 導通，Q2 截止，T1 為正直流母線電位，L1
為低電平時，Q1 截止，Q2 導通，T1 為負直流母線電位。RU 和第一個載波的反向信號
比較產生的R1 用于控制Q3，Q4 的通斷，當RU 大于反向載波時，R1 為低電平，反
之，R1 為高電平。R1 為高電平時，Q3 導通，Q4 關斷，反之亦然。由此可決定輸出電
壓波形，實際上，L1 與R1 之差，就代表了輸出端T1 與T2 之間的電壓波形，也即U
相第一單元的輸出電壓uU1。uU1具 有0，+VDC 和-VDC 三種電平。根據同樣道理，uU2和
uU3 分別表示U 相的第二和第三功率單元的輸出電壓波形，它們是用移相120°和240°的
兩對載波分別和U 相參考波RU 比較的結果。 uU1, uU2 和 uU3 串聯相加，即得到U 相的
相電壓輸出波形 uUN， uUN 有7 個不同的電平。
圖31 U 相電壓形成
V 相和W 相的調制采用同樣的原理，只是參考波RV，RW 依次相移120°。 uUN與
uVN 之差，形成電機線電壓uUV。應該注意的是uUV是U 相對單元串接后形成的中心點N
的電壓，而不是對電機中心點的電機相電壓。
圖32 UV 線電壓形成
改變參考波的幅值和頻率，即可實現變壓變頻的高壓輸出。實際上，為了提高電
壓利用率，參考波并非嚴格的正弦波，而且是注入一定的諧波(比如三次諧波)，成為
“馬鞍形”的波形(圖33)，以降低參考波峰值，而三次諧波電壓是共模電壓，電機內
部不會產生電流，所以不會影響電機的運行。
圖33 馬鞍形參考電壓
對于3300V 電壓等級的變頻器，每相由4 個功率單元串聯而成，采用4 對依次相
移為90°的三角載波和參考波進行調制。對于電壓等級為4160，6KV 和10KV 的變頻
器，則采用5 對依次相移為72°的三角載波。
功率單元旁路技術，是在每個功率單元輸出端T1，T2 之間并聯一個雙向SCR(或
反并聯2 個SCR)，當功率單元發生故障時，封鎖對應功率單元IGBT 的觸發信號，然
后讓SCR 導通，保證電機電流能流過，仍形成通路。當然，為了保證三相輸出電壓對
稱，在旁路故障功率單元的同時，另外二相對應的二個功率單元也同時旁路。對于
6KV 的變頻器而言，每相由5 個功率單元串聯而成，當每相1 個單元被旁路后，每相
剩下4 個功率單元，輸出最高電壓為額定電壓的80%，輸出電流仍可達到100%，這
樣，輸出功率仍可達80%左右，對于風機，水泵等平方轉矩負載而言，轉速仍可達92%
以上，基本能維持生產要求，大大提高系統運行的可靠性。然后可以在生產允許的條
件下，有準備地停止變頻器，更換新的功率單元或對單元進行維修。如果負載十分重
要，還可以進行冗余設計，安裝備用功率單元。例如，對6KV 的變頻器，本來每相由
5 個功率單元串聯而成，現可以設計成每相6 個功率單元串聯，正常工作時，每個單
元輸出電壓僅為原來的5/6，如果出現功率單元故障，一組單元(每相各一個)被旁路
后，單元的輸出電壓恢復正常，總的輸出電壓仍可達到100%，變頻器還能滿載運行。
在高性能控制策略方面，國際先進廠家已采用無速度傳感器矢量控制和速度閉
環矢量控制。能驅動同步電動機和多繞組電動機。能實現變頻驅動和電網直接驅動
的無擾切換（同步切換）。國內目前大部分產品為V/F 控制。上海艾帕電力電子有
限公司已在國內率先開發成功無速度傳感器矢量控制高壓變頻器，可達到的技術指
標為：調速范圍100:1，穩態轉速精度0.5%，轉矩線性度7%，轉矩響應
750rad/s，轉速響應30rad/s。綜合性能指標達到國際先進水平。
4 高壓變頻器對電網及電機的影響
4.1 高壓變頻器對電網的影響
本節主要從使用高壓變頻器后對電網的諧波污染，功率因數的影響等方面討論高
壓變頻器對電網的影響。變頻器對電網的影響主要取決于變頻器整流電路的結構和特
性。
4.1.1 高壓變頻器對電網的諧波污染
近年來，高壓變頻器的應用越來越廣泛，由于高壓變頻器容量一般較大，占整個
電網的比重較為顯著，所以高壓變頻器對電網的諧波污染問題已經不容忽視。許多場
合由于采用了輸入諧波電流較高的變頻器，產生了嚴重的諧波污染問題。從本質上而
言，任何高壓變頻器或多或少會產生諧波污染，只是程度不同而已。解決諧波污染的
辦法有二種：一是采取諧波濾波器，對高壓變頻器產生的諧波進行治理，以達到供電
部門的要求，也即通常所說的“先污染，后治理”的辦法，二是采用產生諧波電流較
小的變頻器，變頻器本身基本上不對電網造成諧波污染，即所謂的“綠色”電力電子
產品，從本質上解決諧波污染問題。國際上對電網諧波污染控制的標準中，應用較為
普遍的是IEEE519 -1992，我國也有相應的諧波控制標準，應用較為廣泛的是國標
GB/T14549-93 《電能質量 公用電網諧波》。
圖34 為電流源型變頻器中常用的6 脈沖晶閘管電流源型整流電路結構。圖35 為
該電路典型的輸入波形，輸入電流中含有很高的諧波分量，輸入電流的5 次諧波可達
20%，7 次諧波可達12%(圖38)。由于晶閘管的快速換相，還會產生一定的高次諧波
(相對二極管整流電路而言)，可達35 次以上，高次諧波會對電話等通信線路產生一定
的干擾。整流電路總的諧波電流失真約為30%，所以一般要設置輸入諧波濾波器。濾
波器體積龐大，且影響系統的效率，額外增加投資，濾波器的設計與電網參數和負載
工況都有關系，一旦參數和工況發生變化，濾波器又得重新調整，十分不便，且影響
濾波效果。
圖34 6 脈沖晶閘管整流電路
圖35 6 脈沖晶閘管整流電路輸入波形
在圖36 中，整流器由二組晶閘管整流橋串聯而成，分別由輸入變壓器的二組副
邊(星型和三角形，互差30°電角度)供電。如變壓器的二次側交流電壓為2000V 時，
每組整流橋能產生最高2800V 左右的直流電壓，二組整流橋串聯后直流電壓約為
5600V。在每組整流橋中可以采用單個額定電壓為5KV 的晶閘管，避免了器件的直接串
聯，這是12 脈沖整流電路帶來的一大優點。這種整流電路的另一優點是把整流電路的
脈沖數由6 提高到12，從而大大改善了輸入電流波形(圖37)，降低了輸入諧波電流，
總諧波電流失真約為10%左右(圖38)。雖然12 脈沖整流電路的諧波電流比6 脈沖結構
大大下降，但還不能達到IEEE519-1992 標準規定的在電網短路電流小于20 倍負載電
流時總諧波電流失真小于5%的要求。因此，一般也要安裝諧波濾波裝置。12 脈沖結構
時采用的輸入變壓器還可起到承受變頻器產生的絕大部分共模電壓的作用，使電機絕
緣不受影響。當然，變壓器在設計時也要考慮能夠承受原邊和副邊的諧波電流。
圖36 12 脈沖晶閘管整流電路
圖37 12 脈沖晶閘管整流電路輸入波形
圖38 晶閘管整流電路的輸入諧波電流
在電流源型變頻器中，一般利用電流環通過調節晶閘管的觸發角，進一步調節直
流整流電壓來實現對直流環節電流的閉環控制，當濾波電抗器較小時，電流脈動增
加，電流環的控制作用會惡化，各個晶閘管的導通時間會不一致，這種情況下還會產
生不規則的諧波分量。
圖39 顯示了另一種整流電路結構，整流電路由2 組6 脈沖的二極管整流橋
串聯而成，采用大電容進行濾波，形成電壓源型整流電路結構。
二極管目前工業應用最高電壓為6000 左右，二極管的正向壓降很低，6000V，
3700A 的二極管，正向壓降可低到1.7V。電網電壓較高時，可采用二極管串聯。也可
采用圖39 所示的整流橋串聯，在實現多重化同時，避免器件直接串聯。
在整流橋輸出和濾波電容之間可以串入直流電抗器，這樣可以減少輸入電流的諧
波分量，然而也會帶來弊端，影響濾波電容對變壓器輸入浪涌電壓的吸收效果。由于
整流后直流電壓基本保持恒定，所以輸出側逆變器必須采用PWM 控制。二極管整流電
路的輸入諧波電流取決于電網側阻抗和直流電抗器的大小。由于采用二極管不可控整
流，換流在對應線電壓最小時發生，導致di/dt 非常小，尤其當電源側阻抗較大時，
換流更加緩慢，使高次諧波電流相對于晶閘管整流電路大大降低。圖40 顯示了12 脈
沖二極管整流電路典型的輸入波形。圖41 顯示了在5%阻抗源的情況下，6 脈沖和12
脈沖二極管整流電路的輸入諧波電流。為了滿足IEEE519-1992 對應的5%的諧波電流
失真的要求，6 脈沖結構需要設置諧波濾波器。由于二極管整流電路的諧波分量隨著
諧波次數的增加急劇下降，所以采用12 脈沖整流結構后，二極管整流電路的諧波失真
會大大降低，可接近7%左右。
圖39 12 脈沖二極管整流電路
圖40 12 脈沖二極管整流電路輸入波形
圖41 二極管整流電路輸入諧波電流
晶閘管整流電路和二極管整流電路除了6 脈沖結構和12 脈沖結構外，還可以采
取更高脈沖數的結構，如18 脈沖，24 脈沖，輸入諧波也會隨著降低，但會導致系統
結構復雜，成本增加。
大多數PWM 電壓源型變頻器都采用二極管整流電路，如果整流電路也采用PWM 控
制，則可以做到輸入電流基本為正弦波，諧波電流很低。當然系統的復雜和成本也大
大增加了。
單元串聯多電平變頻器采用多重化結構，輸入脈沖數很高。比如6KV 電壓等級的
變頻器，輸入為30 脈沖整流結構，總的諧波電流失真可低于1%，不加任何濾波器就
可以滿足電網對諧波失真的要求。
4.1.2 高壓變頻器的輸入功率因數
在晶閘管電流源型整流電路中，中間直流環節的電壓正比于電機線電壓額定值乘
以運行點電機實際的功率因數，再乘以轉速百分比。所以直流環節電壓會隨著轉速的
下降而很快降低，整流電路晶閘管的觸發角必須后移，這樣導致輸入功率因數很快下
降。另一個解釋是，由于電流源型變頻器的整流器電流和逆變器電流一般相等，負載
所需的無功電流會直接“反射”到電網，導致輸入功率因數較低。
也可以從能量轉換角度來分析這個問題。
根據變頻器輸入，輸出功率關系，有in in in out out out U I cosϕ η =U I cosϕ ,
對電流源型變頻器，一般in out I = I ,所以
in out in out nom out cosϕ =U /U η cosϕ = f / f η cosϕ
可見普通電流源型變頻器的輸入功率因數較低，且會隨著轉速的下降而跟著線性
下降，為了解決輸入功率因數較低的問題，往往需要設置功率因數補償裝置，同時也
起到消除部分諧波電流的作用。功率因數補償裝置既增加成本和體積，又降低了系統
的效率和可靠性。在使用電流源型變頻器的場合，由于存在諧波，在一定的參數配合
下，功率因數補償電容可能引起并聯諧振現象，危及電容器本身和附近電氣設備的安
全，因此，并聯電容組的設計中必須考慮諧波放大問題，通�？刹扇”荛_諧振點的方
法，即無論是集中補償和分散就地補償的電容器組均要串聯適當的電抗器。
二極管整流電路在整個運行范圍內都有較高的功率因數，基波功率因數一般可保
持在0.96 以上(這是指位移因數，或稱基波功率因數，實際功率因數由于諧波的存
在，還必須再乘以基波因數，會有所下降)，一般也不必設置功率因數補償裝置。由于
直流環節濾波電容的存在，負載所需的無功電流可以在逆變器功率器件的開關周期內
通過續流二極管瞬時由濾波電容提供，所以一般不會反映到整流器輸入側，導致輸入
功率因數較高。由于輸入功率因數較高，輸入變壓器和整流器所需處理的電流下降，
有利于提高系統的整體效率。
采用全控型電力電子器件構成的PWM 型整流電路，其功率因數可調，可以做到接
近為1，根據要求，也可做成超前的功率因數，對電網起到部分無功補償的作用。
單元串聯多電平PWM 變頻器功率因數較高，實際功率因數在整個調速范圍內可達
到0.95 以上。
總之，采用晶閘管整流的電流源型變頻器(包括6 脈沖結構和12 脈沖結構)有較
大的輸入諧波電流，一般要設置輸入諧波濾波器以滿足電網諧波失真的要求，或者采
取更高輸入脈沖數的結構。其輸入功率因較低，且會隨著轉速的下降而降低，一般都
要設置功率因數補償裝置。二極管整流的電壓源型變頻器在6 脈沖輸入結構時，輸入
諧波電流較大，需要采取濾波措施，12 脈沖結構時，諧波電流失真接近標準要求，在
要求不是很高的場合可以直接使用。其輸入功率因數較高，一般不必采用功率因數補
償裝置。采用全控型電力電子器件的PWM 型整流電路，輸入諧波很低，功率因數可
調，不必采取諧波濾波器和功率因數補償裝置，屬于“綠色”電力電子產品，但由于
其成本相對較高，應用受到限制。單元串聯多電平PWM 變頻器輸入諧波電流很低，功
率因數較高，也屬于“綠色”電力電子產品，具有較大的應用前景。
4.2 高壓變頻器對電機的影響
本節主要從高壓變頻器輸出諧波引起諧波發熱和轉矩脈動，輸出dv/dt，共模電
壓，噪聲等方面討論高壓變頻器對電機的影響及解決辦法，以及變頻專用電機的設計
要點。高壓變頻器輸出對電機的影響主要取決于逆變電路的結構和特性。美國的NEMA
標準 MGI-1993 中對電機諧波發熱，dv/dt 和共模電壓等方面有相應的規定。
4.2.1 輸出諧波對電機的影響
輸出諧波對電機的影響主要有：諧波引起電機附加發熱，導致電機的額外溫升，
電機往往要降額使用。由于輸出波形失真，增加電機的重復峰值電壓，影響電機絕
緣，諧波還會引起電機轉矩脈動，噪音增加。
高次諧波引起的損耗增加主要表現在定子銅耗，轉子銅耗，鐵耗及附加損耗的增
加。其中影響最為顯著的是轉子銅耗，因為電機轉子是以接近基波頻率旋轉速度旋轉
的，因此對于高次諧波電壓來說，轉子總是在轉差率接近1 的狀態旋轉，所以轉子銅
耗較大，而且在這種狀態下，除了直流電阻引起的銅耗外，還必須考慮由于集膚效應
所產生的實際阻抗增加而引起的銅耗。
普通的電流源型變頻器輸出電流波形和輸入電流波形極為相似，都是120°的方
波，含有豐富的諧波成分，總諧波電流失真可達到30%左右。為了降低輸出諧波，也
有采用輸出12 脈沖方案或設置輸出濾波器，輸出波形會有較大改善，但系統的成本和
復雜性也會大大增加。輸出濾波器換相式電流源型變頻器固有的濾波器可以起到一定
的濾波作用，所以速度較高時，電機電流波形有所改善。GTO-PWM 電流源型變頻器輸
出電流質量的提高主要通過GTO 采用諧波消除的電流PWM 開關模式來實現，但受到
GTO 開關頻率上限的限制。
三電平變頻器與普通的二電平PWM 變頻器相比，由于輸出相電壓電平數增加，每
個電平幅值相對下降，提高了輸出電壓諧波消除算法的自由度，在相同開關頻率的前
提下，可使輸出波形質量比二電平PWM 變頻器有較大的提高，但輸出電壓諧波失真仍
達29%，電機電流諧波失真達17%，必須采取專用電機，如要采用普通電機，必須設置
輸出濾波器。
對于單元串聯多電平變頻器，當輸出電壓為6KV 等級時，典型的輸出電壓總諧波
失真小于7%，大大低于普通的電流源型變頻器和三電平變頻器，而且，由于采用了多
電平移相式PWM 控制，輸出諧波的頻率主要集中在4.5-7.5KHZ 范圍內，且都低于
5%。對于一般的異步電機，工頻時阻抗為16%左右，所以對于5KHZ 的諧波而言，其阻
抗約為1600%，所以產生的各次諧波電流均小于0.3%，符合MGI-1993 小于1%的要
求，電機基本不會產生附加的諧波發熱，噪音和轉矩脈動，所以不必設置輸出濾波
器，可以直接使用普通的異步電機。
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